Tecniche di progettazione dei filtri anti-aliasing nei front-end dei convertitori RF attivi per migliorare le prestazioni

I front-end analogico-digitale (ADC) attivi che utilizzano un amplificatore FDA (fully differential amplifier) possono offrire una serie di vantaggi, come un migliore adattamento di impedenza, planarità della banda passante e guadagno del segnale. Tuttavia, se il progetto richiede solo di una parte della banda dell’ADC, potrebbe essere necessario utilizzare un filtro anti-aliasing (AAF) tra l’uscita dell’FDA e l’ingresso dell’ADC. Un AAF produrrà migliori prestazioni segnale/rumore (SNR) e una gamma dinamica spuria o priva di spurie (SFDR) inferiore entro i requisiti della banda di frequenza.

Con qualsiasi tipo di filtro AAF, è necessario considerare diversi compromessi durante il processo di implementazione tar cui ordine e topologia del filtro e necessità di resistenze di terminazione posteriore o in serie per migliorare l’interfaccia tra l’FDA e l’ADC. In questo articolo, vengono analizzate tutte le sfumature di progetto e come superare gli eventuali ostacoli.

Approccio progettuale AAF

Supponendo di aver scelto l’FDA corretto per l’applicazione e il tipo di filtro (passa-basso o passa-banda) per ottenere prestazioni ottimali (larghezza di banda, SNR e SFDR) davanti all’ADC, consigliamo di seguire questi tre passaggi:

1. Determinare l’impedenza di carico (RL) caratteristica dell’amplificatore. Affinché l’amplificatore funzioni al meglio, l’amplificatore dovrebbe “vedere” il carico DC corretto o R_L elencato nella scheda tecnica per prestazioni ottimali. Questa è l’impedenza caratterizzata che in genere si trova in cima alle tabelle delle specifiche.
2. Determinare un punto di partenza per la quantità corretta di resistenza in serie di uscita da utilizzare più vicino alle uscite dell’amplificatore. Ciò aiuta a prevenire picchi indesiderati nella banda passante. Di solito, queste informazioni si trovano anche nella scheda tecnica dell’FDA: LMH5401 8-GHz, Low-Noise, Low-Power, Fully-Differential Amplifier Data Sheet.
3. Determinare se utilizzare una o più resistenze parallele esterne per terminare l’ingresso all’ADC e il valore iniziale della resistenza in serie dell’ingresso per isolare l’ADC dal filtro.

Queste resistenze in serie aiutano anche a ridurre i picchi non necessari nella banda passante e il “contraccolpo” comunemente riscontrato negli ADC non bufferizzati.

La Figura 1 mostra un esempio della tabella delle specifiche.

Figura1. Estratto della tabella delle specifiche elettriche dalla scheda tecnica LMH5401, dove RL = 200Ω.

Il circuito generico mostrato nella Figura 2 e l’elenco dei parametri del filtro nella Tabella 1 si applicano alla maggior parte delle interfacce FDA e ADC differenziali ad alta velocità; è possibile  utilizzare entrambi come base per la progettazione AAF.

Sebbene non tutte le costruzioni di filtri sono esattamente le stesse, la Figura 2 può fungere da modello su come avviare la progettazione. Utilizzando questo approccio di progettazione si tenderà a ridurre al minimo la perdita di inserzione del filtro sfruttando l’impedenza di ingresso relativamente elevata della maggior parte degli ADC ad alta velocità e l’impedenza di uscita relativamente bassa della sorgente di comando (FDA)

Figura 2. Interfaccia FDA e ADC generalizzata con un filtro passa-banda

Tabella 1. Definizioni dei parametri del filtro.

Processo di progettazione e parametri AAF

Il processo di progettazione e le linee guida di base AAF sono le seguenti:

1. Impostare in modo appropriato la resistenza di terminazione ADC esterna (R_TADC). Ciò aiuta l’AAF a realizzare un’impedenza “reale” sulla sua risposta in frequenza desiderata.
2. Selezionare R_KB in base all’esperienza o alle raccomandazioni della scheda tecnica ADC; in genere, sarà compresa tra 5Ω e 50Ω.
3. Utilizzare l’equazione 1 per calcolare l’impedenza di carico del filtro in modo che la combinazione aggregata parallela e in serie di R_TADC, R_KB e R_ADC sia compresa tra 100Ω e 400Ω.

Vedere la raccomandazione nella sezione precedente.

Z_AAFL – R_TADC || (R_ADC + 2_RKB)    (1)

4. Selezionare la resistenza esterna in serie dell’amplificatore (R_A). Questa è in genere compresa tra 5Ω e 50Ω. R_A aiuta a smorzare la risposta di uscita dell’amplificatore e a ridurre i picchi non necessari nella banda passante.
5. Utilizzare lo Z_AAFL calcolato in modo che il carico totale visto dall’amplificatore (Z_AL) sia ottimale per il particolare amplificatore differenziale scelto. Vedere il passaggio n. 1 sopra nella sezione Approccio alla progettazione AAF e utilizzare l’equazione 2:

Z_AL = 2R_A + Z_AAFL   (2)

Tenere presente che Z_AL è il RL caratterizzato dalla FDA; pertanto, utilizzare un valore troppo alto o troppo basso può avere un effetto negativo sulla linearità dell’amplificatore.

6. Calcolare la resistenza della sorgente del filtro utilizzando l’equazione

Z_AAFS = Z_O + 2R_A   (3)

7. Utilizzando un programma di progettazione del filtro, progettare il filtro utilizzando le stesse impedenze di sorgente e carico, se possibile, Z_AAFS e Z_AAFL. Ciò aiuta a ridurre la quantità di perdita nel filtro. Qualsiasi discrepanza tra l’impedenza di ingresso/uscita ha una perdita di 10*log(input Z/output Z). Ad esempio, con un’impedenza di ingresso di 50Ω e un’impedenza di uscita di 200Ω, la perdita del filtro è di -6,0 dB o 10*log(50/200). Inoltre, utilizzando una larghezza di banda che è circa il 10% in più o più alta della larghezza di banda desiderata dell’applicazione, si garantirà che la larghezza di banda prevista sia coperta per l’applicazione, aiutando a superare eventuali perdite parassite di secondo e terzo ordine non realizzate durante il processo di implementazione del filtro.

Dopo aver eseguito alcune simulazioni preliminari, dare al circuito una rapida revisione per i seguenti elementi:

8. Il valore di C_{AAF2 & 3} dovrebbe essere sufficientemente grande rispetto a C_ADC, il che riduce al minimo la sensibilità del filtro alle variazioni di C_ADC.
9. Il rapporto tra Z_AAFL e Z_AAFS non dovrebbe essere superiore da 6 a 7, in modo che il filtro rientri nei limiti della maggior parte delle tabelle di filtro e dei programmi di progettazione. Idealmente, dovrebbero essere gli stessi per ridurre al minimo la perdita, ma questo di solito non è possibile.
10. Provare a utilizzare un valore di C_AAF2 nell’intervallo di pochi picofarad per ridurre al minimo sia la sensibilità alla capacità parassita che alle variazioni dei componenti.
11. Gli induttori L_AAF1 e L_AAF2 dovrebbero essere valori ragionevoli e nell’intervallo dei nanohenry.
12. Il valore di C_AFF2 e L_AAF2 dovrebbe essere valori ragionevoli; selezionare questi due parametri per ottimizzare la frequenza centrale del filtro. A volte i simulatori di circuito possono rendere questi valori troppo bassi o troppo alti. Per rendere questi valori più ragionevoli, basta rapportare questi valori con componenti di valore standard migliori che mantengano la stessa frequenza di risonanza.
13. Utilizzare stili di package 0201 se possibile quando si progetta nell’intervallo gigahertz per ridurre al minimo gli effetti parassiti di secondo e terzo ordine che potrebbero interrompere la forma o il contorno del carattere del filtro.

In alcuni casi, il programma di progettazione del filtro può fornire più di una soluzione unica, specialmente con filtri di ordine superiore. Scegliere sempre la soluzione che utilizza il set più ragionevole di valori dei componenti. Per le configurazioni del filtro che terminano con un condensatore shunt, prendere in considerazione anche la capacità di ingresso interna dell’ADC. Potrebbe essere necessaria una o due iterazioni per impostare correttamente il polo del filtro e la larghezza di banda finale.

Compromessi di progettazione AAF

I parametri in questo circuito di interfaccia sono molto interattivi; pertanto, è quasi impossibile ottimizzare il circuito per le specifiche primarie (larghezza di banda, planarità della larghezza di banda, SNR, SFDR e guadagno) senza piccoli compromessi. Tuttavia, è possibile ridurre al minimo il picco di larghezza di banda, che spesso si verifica all’estremità finale della risposta di larghezza di banda, variando R_A, R_KB o entrambi; entrambi possono avere un effetto netto positivo o negativo sulle prestazioni di larghezza di banda AAF.

Da notare, nella Figura 3, come il picco di banda passante viene migliorato o appiattito al variare del valore della resistenza in serie di uscita (R_A) dell’FDA (le curve tratteggiate in blu).

Man mano che il valore di questa resistenza diminuisce, si verifica un picco di segnale maggiore e l’amplificatore può pilotare meno il segnale per riempire l’intervallo di ingresso a piena scala dell’ADC a scapito della risposta di piattezza di banda passante vicino al bordo della risposta in frequenza AAF.

Figura 3. Flatness performance di piattezza di banda passante rispetto alle variazioni di R_A e R_KB.

Il valore di R_A potrebbe anche influire sulle prestazioni SNR. Valori più piccoli, pur migliorando il picco di larghezza di banda, tendono a ridurre l’SNR a causa della maggiore larghezza di banda e del rumore indesiderato.

È inoltre importante selezionare la resistenza in serie R_KB sugli ingressi dell’ADC per ridurre al minimo la distorsione causata da qualsiasi iniezione di carica residua dal condensatore di campionamento all’interno dell’ADC. Tuttavia, l’aumento di questa resistenza tende anche a migliorare o ridurre il picco di larghezza di banda, a seconda della topologia del filtro.

Quando si ottimizza per la frequenza di rolloff dell’AAF variando C_AAF2 di una piccola quantità, è possibile correggere la copertura di frequenza ottimale per l’applicazione.

Normalmente, la determinazione del valore della resistenza di terminazione di ingresso ADC, R_TADC, fa sì che l’impedenza di ingresso ADC netta sembri vicina a quella tipica della maggior parte dei valori di carico caratteristico (R_L) dell’amplificatore. La selezione di un valore troppo alto o troppo basso per R_TADC può avere un effetto negativo sulla linearità dell’amplificatore, che si rifletterà quindi nella formazione complessiva della catena del segnale SFDR.

Esempio di progettazione AAF

Il circuito di esempio di progettazione mostrato nella Figura 4 è un front-end del ricevitore passa-basso a banda larga basato sul Texas Instruments  TRF1208, un amplificatore single-ended-differenziale da 10 MHz a 11 GHz, larghezza di banda di 3 dB e dal TI ADC12DJ5200RF, un ADC a doppio canale a 12 bit con campionamento a radiofrequenza (RF) da 5,2 GSPS. Abbiamo ottimizzato l’AAF Butterworth di terzo ordine in base ai requisiti di prestazioni e interfaccia dell’amplificatore e dell’ADC; la perdita di inserzione totale causata dalla rete di filtro e da altri componenti era inferiore a 6 dB. In questa progettazione accoppiata in AC, i condensatori da 0,1 µF bloccano le tensioni di modo comune tra l’amplificatore, i suoi resistori di terminazione e gli ingressi dell’ADC. L’amplificatore differenziale TRF1208 da 10 MHz a 11 GHz accetta un ingresso single-ended e lo converte in un segnale differenziale che opera a un guadagno di 16 dB per compensare la perdita di inserzione della rete di filtro, fornendo un guadagno di segnale complessivo di +7,8 dB. Un segnale di ingresso di -6,8 dBm produce un segnale differenziale picco-picco a piena scala di 800 mV all’ingresso ADC.

Il circuito complessivo ha una larghezza di banda di 2,34 GHz con una planarità della banda passante inferiore a 3 dB. L’SNR e l’SFDR misurati con una frequenza di ingresso analogica di 534 MHz sono rispettivamente 52,5 dBFS e 71,4 dBFS. La frequenza di campionamento è 5,2 GSPS, creando così un filtro passa-basso a banda larga che copre l’intera prima zona di Nyquist tra 10 MHz e 2,5 GHz. La Figura 4 mostra i valori scelti per i componenti passivi del filtro finale (dopo la regolazione per i parassiti effettivi del circuito). L’AAF è stato progettato come filtro Butterworth di terzo ordine utilizzando un programma di progettazione di filtri standard con un’impedenza di sorgente differenziale (Z_AAFS) di 39 Ω (2 da 18 Ω + 3 Ω), un’impedenza di carico differenziale di 103 Ω (Z_AAFL) e una frequenza di taglio di 2,4 GHz. A causa dei valori più elevati di induttanza in serie richiesti nella simulazione, abbiamo ridotto questi induttori a 3nH per tenere conto delle induttanze di traccia intrinseche nel layout e abbiamo aumentato proporzionalmente i condensatori iniziali da 1,8 pF verso terra nelle simulazioni a 2,2 pF, aiutando così a mantenere un rolloff appropriato attorno al requisito di 2,4 GHz.

In questo caso, il TRF1208 non è stato terminato in senso inverso per ottenere prestazioni nette e il carico di impedenza differenziale netto era di 139 Ω (Z_AL). L’implementazione dei resistori in serie da 18 Ω ha isolato la capacità del filtro dalle uscite dell’amplificatore. Per ulteriori informazioni sulle impedenze della FDA, è possibile scaricare i parametri S.

L’installazione dei resistori da 15 Ω in serie con gli ingressi ADC ha isolato i transienti di commutazione interni dal filtro e dall’amplificatore, oltre a fornire il carico caratterizzato necessario all’FDA.

Abbiamo utilizzato l’impedenza di ingresso da 100 Ω dell’ADC secondo la scheda tecnica. Per ulteriori approfondimenti sulle impedenze dell’ADC, è possibile scaricare i parametri S.

Figura 4. Progettazione del front-end del ricevitore a banda larga FDA, AAF, ADC (schema semplificato).

La Tabella 2 riassume le prestazioni misurate del sistema, in cui la perdita di inserzione totale della rete è di circa 5,8 dB.

Tabella 2. Misura delle prestazioni del circuito.

La Figura 5 mostra la risposta in frequenza della catena di segnale combinata FDA, AAF e ADC risultante.

Figura 5. Prestazioni di planarità della banda passante rispetto alla frequenza.

La Figura 6 mostra le prestazioni SNR e SFDR rispetto alla frequenza, rispettivamente.

Figura 6. Prestazioni SNR/SFDR rispetto alla frequenza, frequenza di campionamento = 5,2 GSPS.

Conclusione sulla progettazione AAF

Comprendere tutti i diversi fattori, parametri e compromessi coinvolti nella progettazione di un AAF tra un FDA e un RF ADC può essere più difficile di quanto sembri. L’esempio di progettazione descritto in questo articolo attribuisce a ciascun parametro lo stesso peso; pertanto, i valori scelti rappresentano le prestazioni dell’interfaccia per tutte le caratteristiche di progettazione. In alcuni progetti, è possibile scegliere valori diversi per ottimizzare SFDR, SNR o livello di input drive a seconda dei requisiti di sistema per evitare che il prossimo progetto AAF diventi risonante.

Risorse aggiuntive

1. Keysight ADS Simulation Software: https://www.keysight.com/us/en/products/software/pathwave-design-software/pathwave-advanced-design-system.html.
2. Ansys/Nuhertz Technologies, Filter Solutions Design Program: https://www.ansys.com/products/electronics/ansys-nuhertz-filtersolutions.
3. Reeder, Rob. 2022. “Evaluating high-speed RF converter front-end architectures.” Planet Analog, 7 aprile 2022.
4. Reeder, Rob. 2022. “A close look at active vs. passive RF converter front-ends.” Planet Analog, 24 gennaio 2022.
5. Bowick, Chris. 1997. “Progettazione di circuiti RF”. Boston, Massachusetts: Newnes.

Rob Reeder è Application Manager High-Speed Data Converter presso Texas Instruments.