Superare le sfide di una bassa corrente a riposo (IQ) nelle applicazioni portatili e a basso consumo

Maggiori prestazioni comportano un aumento dei consumi e una riduzione della durata della batteria e dell’autonomia, specie nelle apparecchiature portatili e a basso consumo. È questa la sfida che oggi debbono affrontare molti progettisti elettronici.
Nonostante il miglioramento della capacità delle batterie, la sfida fondamentale rimane: come possiamo ottenere prestazioni più elevate e maggiore autonomia? In questo articolo i suggerimenti e le risorse messe a disposizione da Texas Instruments. 

La riduzione ai minimi termini della corrente di riposo (I_Q) è un fattore chiave per limitare il consumo energetico e gestire la durata della batteria. Un nodo sensore Internet-of-Things (IoT) è uno dei migliori esempi del perché è importante ridurre al minimo la corrente IQ per prolungare la durata della batteria.

Ad esempio, nell’applicazione IoT a basso consumo mostrata nella Figura 1, l’MCU SimpleLink controlla una serratura tramite Bluetooth, una connessione Wi-Fi o entrambi.

Figura 1. Schema a blocchi di una serratura intelligente.

Poiché questi tipi di sistemi trascorrono la maggior parte (>99%) del tempo in modalità standby, come mostrato nella Figura 2, IQ in modalità standby o sospensione tende a essere il fattore limitante per la durata della batteria. L’attenta ottimizzazione dei blocchi di gestione dell’alimentazione a basso IQ consente di estendere la durata della batteria da due anni a più di cinque anni.

Figura 2. Consumo temporale di corrente in una serratura elettronica intelligente.

Il valore della corrente I_Q è stato a lungo una preoccupazione, ma storicamente le soluzioni erano limitate a un insieme molto ristretto di sistemi a bassa potenza. Recenti innovazioni hanno contribuito a ridurre il valore di IQ nei blocchi funzionali di gestione dell’alimentazione come, ad esempio, nei convertitori DC/DC, negli switch di alimentazione, nei regolatori a bassa caduta di tensione (LDO), nei dispositivi supervisori, ampliando successivamente l’uso di questi blocchi funzionali alle apparecchiature finali dai dispositivi di misura industriali, ai sensori automobilistici e ai dispositivi indossabili personali.


Come illustra la Figura 3, la corrente I_Q negli LDO a 5 V si è ridotto di circa il 90% ogni tre anni nel corso dell’ultimo decennio. Sia i miglioramenti del circuito che le tecnologie di processo ottimizzate hanno consentito la riduzione dell’area della soluzione e il miglioramento delle prestazioni del rumore di commutazione, riducendo al contempo la corrente I_Q.

Figura 3. Come si è ridotta la corrente I_Q nei nuovi dispositivi LDO a 5V nel corso degli ultimi anni.

Cosa contribuisce alla corrente I_Q

I_Q è la quantità di corrente assorbita quando il circuito integrato (IC) è alimentato ma non commuta né supporta una corrente di carico esterna. La corrente di Shutdown (ISHDN) è la corrente residua assorbita dal dispositivo quando lo stesso è spento. Nel caso di dispositivi sempre attivi, con lunghi tempi di standby, come i regolatori di potenza, tale corrente contribuisce alla corrente I_Q complessiva. All’interno dei regolatori di potenza stessi, il riferimento di tensione, l’amplificatore di errore, il partitore di tensione di uscita e i circuiti di protezione hanno tutti una propria corrente di funzionamento. Per determinare la corrente IQ totale prelevata dalla batteria o da un alimentatore, è necessario considerare le funzioni sempre attive e le fonti di dispersione di condensatori, resistori e induttori.

Per quanto riguarda i dispositivi switching, bisogna in ogni caso fare alcune distinzioni. I convertitori a commutazione di solito includono una modalità di risparmio energetico che consente un periodo di non commutazione più lungo, riducendo così la corrente I_Q media. Ma poiché l’I_Q non include le correnti di commutazione o la componente delle correnti di controllo (I_FB) prelevate dall’uscita di tensione (VOUT), come nell’esempio di un convertitore boost in Figura 4, possiamo utilizzare l’equazione 1 per calcolare l’insieme delle correnti di esercizio a vuoto (esclusa la corrente circolante nel carico) per quasi tutti i regolatori:

Le correnti e le tensioni fanno riferimento alla Figura 4.

Figura 4. Correnti in un sistema con convertitore boost.

Nello specifico:

• I_Q (VIN ) è la corrente I_Q riferita a VIN (valore di solito riportato nella scheda tecnica dell’IC).
• I_Leakage (VIN) è la perdita di condensatori, induttori, diodi o interruttori collegati alla linea di ingresso VIN.
• VOUT è la tensione di uscita.
• VIN è la tensione della batteria (la tensione di ingresso al convertitore LDO, boost o buck-boost).
• ƞ1 è l’efficienza DC/DC quando il convertitore sta commutando.
• I_Q (VOUT) è la corrente I_Q misurata sul pin di uscita VOUT. Nel caso di un LDO IQ (VOUT ) = 0.
• I_FB è la corrente del partitore resistivo di retroazione, se presente.
• I_LOAD è la corrente di carico potenzialmente presente su VOUT in modalità standby.

Se si conosce la capacità della batteria e si è calcolata la corrente di riposo all’ingresso, l’equazione 2 stima la durata della batteria per un sistema a bassa potenza in modalità standby >99,9% come:

Ad esempio, la batteria di un sistema con tale duty-cycle e con una corrente a riposo di 1,2 µA può durare fino a 8,7 anni con una batteria a bottone da 100 mAh.

Perché un I_Q molto basso crea nuove sfide

Diamo un’occhiata ad alcuni dei motivi per cui è così difficile ridurre la corrente I_Q.

Risposta ai transitori

La precisione dell’alimentazione è spesso limitata dalla sua risposta ai transitori, caratterizzata dalla caduta della tensione massima, dal tempo di assestamento e dall’integrale dell’errore di tensione (Figura 5).

Figura 5. Un transitorio di tensione di uscita.

Il tempo di risposta misura la velocità con cui un dispositivo di alimentazione torna alla tensione di uscita target dopo una brusca variazione della corrente di carico o della tensione di alimentazione. Il tempo di risposta comprende tre fasi: un tempo di ritardo per reagire al cambiamento, un tempo di recupero da un calo o un superamento di livello e un tempo di assestamento.

I dispositivi a basso I_Q presentano tempi di risposta più lunghi perché i condensatori parassiti interni devono essere caricati con una corrente relativamente inferiore. Il caso peggiore è solitamente un passaggio da nessun carico alla corrente di carico massima consentita. Tali casi richiedono la riattivazione di circuiti che erano stati disattivati ​​o ridotti di potenza, causando un ulteriore ritardo.


Ancora più importante, il tempo di assestamento stesso soffre di condizioni di polarizzazione ridotte. Per uno stadio di ingresso differenziale convenzionale, il guadagno si riduce linearmente con la corrente di polarizzazione, il che provoca una riduzione della larghezza di banda e un aumento del tempo di assestamento.

Il calcolo delle figure di merito (FOM) aiuta il progettista a giudicare le prestazioni complessive di un regolatore di potenza.

L’equazione 3 calcola un dip FOM per la risposta ai transitori, normalizzando l’I_Q per la massima corrente di uscita del convertitore, il gradino di corrente del carico (∆IO), la caduta di tensione indotta (∆VO) e il condensatore di uscita (CO):

La Figura 6 mostra come è cambiato il valore del FOM nel corso degli anni per un convertitore buckboost a 5 V. Più piccolo è il valore del FOM, migliori sono le prestazioni del regolatore.

Figura 6. Andamento negli ultimi anni del valore del FOM in un convertitore
buck boost da 5 V.

Ondulazione residua

Un altro modo per ottenere un I_Q molto basso consiste nel modificare la modalità di risparmio energetico a seconda della corrente di carico. Sebbene la transizione tra queste modalità sia generalmente automatica, l’implementazione e le prestazioni differiscono in modo significativo.

Due punti di preoccupazione sono l’ondulazione di tensione durante la transizione tra le modalità di risparmio energetico e la precisione della tensione di uscita. Poiché le condizioni operative (come in un amplificatore di errore) sono generalmente diverse in ciascuna modalità di risparmio energetico, il tempo di transizione necessario per adattarsi ai diversi punti operativi può causare errori sulla tensione di uscita. Inoltre, i ritardi del comparatore saranno più lunghi con correnti di polarizzazione inferiori, causando potenziali imprecisioni sia per la soglia di tensione che per il rilevamento di corrente zero, che potrebbero comportare un aumento dell’ondulazione della tensione di uscita.

Rumore

Un altro ostacolo da superare è l’aumento del rumore negli amplificatori che presentano un valore di I_Q molto basso. I blocchi interni, come quelli della Figura 7, che contribuiscono maggiormente al rumore negli LDO sono il sistema di riferimento di tensione band gap, l’amplificatore di errore e il partitore resistivo sulla tensione di uscita.

Figura 7. Schema a blocchi semplificato di un LDO.

La Figura 8 mostra un tipico profilo di rumore rispetto alla frequenza.

Figura 8. Esempio di densità di rumore spettrale

I due principali tipi di rumore generati da questi blocchi sono:

• Il rumore termico (chiamato anche rumore 4kTR) che rappresenta un problema particolare per i progetti con I_Q ultra basso perché è linearmente proporzionale ai resistori utilizzati. Entrambe le correnti di polarizzazione dei resistori dell’amplificatore di errore e dei blocchi di riferimento, nonché la corrente che circola nel partitore di uscita, contribuiscono in modo dominante al rumore termico a frequenze >1 kHz.
• Il rumore di sfarfallio (detto anche rumore 1/f) è un rumore a bassa frequenza <100 Hz, che può essere mitigato aumentando le dimensioni delle coppie differenziali nel sistema di riferimento e negli amplificatori di errore. Questo dimensionamento più grande, tuttavia, crea ostacoli per i progetti a bassa potenza, poiché aumentano le perdite autoindotte e aggiungono maggiori capacità, il che rallenta i tempi di risposta.

Un metodo semplice per valutare il rumore risultante per uno specifico I_Q consiste nel moltiplicare il rumore specifico per quella banda di frequenze, e la corrente I_Q relativa. Questi valori sono disponibili sul data-sheet del componente.

Dimensioni del die e della scheda

Un I_Q ridotto può anche comportare una scheda più grande necessaria per ospitare componenti passivi più grandi o maggiori dimensioni dell’IC. Componenti passivi esterni più grandi come condensatori di grande capacità sia per LDO che per convertitori DC/DC sono comuni nei dispositivi a bassissimo consumo e in generale vengono utilizzati per compensare prestazioni transitorie inferiori. Le maggiori dimensioni degli IC dipendono invece dalle maggiori dimensioni dei die.

Un’ispezione visiva dei die con I_Q inferiore a 1 µA, evidenzia come resistori e condensatori costituiscono oltre il 20% dell’area interna del die al di fuori dei transistor FET. Sebbene ci siano varie soluzioni per risolvere i problemi di area in funzione dell’I_Q, un metodo semplice è applicare una semplice FOM (figura di merito): il valore dell’I_Q moltiplicato per la più piccola area di package. È possibile accedere alla FOM estraendo le informazioni più rilevanti dalle schede tecniche; guardare le dimensioni del package più piccolo fornisce indizi sulle dimensioni del die. La scelta del dispositivo con I_Q più basso e il package più piccolo disponibile, solitamente significa una buona efficienza I_Q-area.

Dispersione e funzionamento sottosoglia

Gli obiettivi di un processo di riduzione della corrente di riposo possono entrare in conflitto con gli obiettivi delle tecnologie avanzate submicron ad alte prestazioni, che danno la priorità alla velocità e alla densità del gate rispetto alla riduzione della corrente I_Q. Sebbene le tecnologie di processo possano variare, la stragrande maggioranza delle perdite proviene da grandi circuiti digitali, memorie e FET di alta potenza. La precisione dei circuiti sempre attivi tende a essere limitata alla controllabilità di componenti come resistori e condensatori e a una mancata corrispondenza tra i transistor. La mancanza d componenti corretti per affrontare le perdite e il controllo dei circuiti sempre attivi si manifesta in valori peggiori di I_Q e ISHDN a tutte le temperature. Una tecnologia dedicata per i processi a bassa potenza, con componenti corretti può fornire un chiaro vantaggio in produzione. Una sfida fondamentale consiste nel far funzionare in modo affidabile i componenti nella regione di sottosoglia. Un problema comune riscontrato è l’aumento della mancata corrispondenza della tensione di soglia (VT).


La Figura 9 mostra un meccanismo riportato in letteratura che aumenta la corrispondenza casuale mediante un assottigliamento dell’ossido nell’isolamento della trincea superficiale (STI) sul bordo del transistor. Questo transistor parallelo a basso VT, visto nella Figura 9, distorce il VT del transistor principale, determinando una discrepanza molto più elevata per i circuiti analogici più elementari come coppie differenziali e correnti riflesse. Queste discrepanze possono degradare la tensione di uscita o la precisione del controllo della modalità sulla temperatura che può essere chiaramente osservata nella scheda tecnica.

Figura 9. Una bassa tensione V_T del transistor parassita viene indotta dall’assottigliamento dell’ossido nella sezione trasversale 2D.

Affrontare i problemi di risposta transitoria

La chiave per migliorare la risposta transitoria è iniziare con la topologia migliore. Ad esempio, il TPS61094 supporta un I_Q basso e una risposta transitoria veloce. Il TPS61094 è un convertitore buck/boost bidirezionale con un I_Q di 60 nA nelle modalità di ricarica del supercondensatore (buck) e di scarica del supercondensatore (boost). Il TPS61094 monitora le pendenze dv/dt in uscita e regola il suo comportamento per ottimizzare le prestazioni transitorie in qualsiasi momento. Ciò consente di rilevare rapidamente una caduta di tensione in uscita mantenendo allo stesso tempo un I_Q basso. Di conseguenza, la tensione di uscita rimarrà pressoché costante quando il TPS61094 inizia a supportare l’alimentazione di backup o il supporto del carico di picco da un supercondensatore.

Figura 10. Efficienza del TPS63900 (a) e di un prodotto della  concorrenza (b). (Fonte: schede tecniche TI e competitor).

È necessario ridurre il più possibile il numero di blocchi che consumano corrente, quindi più semplice è la topologia, meglio è. Ad esempio, il convertitore buckboost a quattro interruttori TPS63900, che ha un I_Q di 75 nA, utilizza una modalità singola per regolare la tensione di uscita al di sopra, al di sotto o uguale al livello di ingresso. Oltre all’architettura di base, l’utilizzo di tecniche sample-and-hold in condizioni di carico leggero, riduce al minimo l’ISHDN di tutte le funzioni di supporto interne. È possibile risparmiare ancora più corrente con un divisore feedback a zero-current, con un controllo assistito digitale e con la polarizzazione dinamica. La polarizzazione dinamica è una tecnica ben nota, ma diventa difficile renderla operativa quando si opera con pochi nanoampere. Per evitare il decadimento del guadagno con correnti di polarizzazione molto basse, bisogna modellare in modo ottimale sia la transconduttanza che la resistenza di uscita in funzione della corrente di polarizzazione; in questo modo si ottiene un amplificatore a guadagno costante efficiente in termini di I_Q. Un’altra tecnica utilizza circuiti di avvio rapido. Riducendo il tempo di avvio dei sistemi di riferimento sample-and-hold, il tempo di attivazione del core band-gap e dei circuiti di amplificazione viene ridotto in modo significativo. Ciò migliora il rapporto on-to-off time, riducendo così la corrente media nell’intervallo dei nanoampere, mantenendo i livelli di rumore e precisione.

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Per migliorare la risposta ai transitori di linea, le tecniche feed-forward vengono applicate all’anello di regolazione della tensione in modo efficiente dal punto di vista energetico. L’uso di circuiti di rilevamento transitorio per regolare le correnti di polarizzazione o abilitare i circuiti riduce ulteriormente sia i buchi di tensione in uscita che i tempi di assestamento.

La Figura 11 illustra l’applicazione di queste tecniche nel TPS63900. Il transitorio di linea è appena visibile sulla tensione di uscita e molto al di sotto dell’ondulazione di commutazione, mentre altri dispositivi mostrano variazioni di 100 mV.

Figura 11. Risposta transitoria di linea con VIN = da 2,5 V a 4,2 V, VOUT = 3,3 V, IOUT = 1 mA: TPS63900 (a); dispositivo concorrente (b).

Affrontare i problemi del rumore di commutazione

Quando si progetta un’applicazione dati ad alte prestazioni, una priorità è controllare il rumore di commutazione del convertitore DC/DC, specialmente nelle modalità di risparmio energetico con fenomeni transitorie che generano un’ondulazione della tensione di uscita elevata. Un modo per ridurre l’ondulazione è ridurre al minimo la quantità di energia inviato all’uscita in un ciclo di commutazione. Ma se non bastasse?

Il convertitore buck TPS62840, che ha un I_Q di 60 nA, ha un pin STOP che interrompe immediatamente la commutazione del regolatore dopo il ciclo di commutazione in corso, aprendo una finestra di completo silenzio di commutazione (vedere la Figura 12).

Figura 12. La funzione pin STOP del TPS62840 introduce zero rumore di commutazione.

Affrontare altri problemi di rumore

Oltre al rumore di commutazione, l’autorumore continuo, con componenti di rumore termico e di sfarfallio nell’intervallo da 0,1 Hz a 100 kHz, è fonte di preoccupazione nel caso di bassissimo I_Q. Poiché il blocco di riferimento è solitamente il maggior contributore al rumore, la scelta di versioni integrate di tecniche di campionamento e mantenimento per creare riferimenti sia di tensione che di corrente offre un convincente compromesso tra area, rumore, I_Q e prestazioni robuste (nessuna deriva) per tutta la vita del dispositivo. Lo svantaggio di tali circuiti di campionamento e mantenimento sono i piccoli errori di ripple che ne derivano. La Figura 13 illustra un progetto che utilizza il convertitore digitale-analogico (DAC) di precisione di TI e le famiglie di amplificatori operazionali che tentano di ottimizzare il funzionamento di campionamento e mantenimento in modo che qualsiasi anomalia creata sia ben all’interno del rumore di fondo del regolatore in questione. Alcune di queste tecniche vengono utilizzate per rimuovere il glitch e i toni indesiderati nel design LDO del TPS7A02. Come mostrato nella Figura 14, la modellazione del rumore sample-and-hold del dispositivo TPS7A02 riduce il rumore integrato di più del 40% nella banda di frequenza da 10 a 100 Hz. 

Figura 13. Sistema DAC sample-and-hold discreto.

Figura 14. Spettro di rumore con e senza riferimento di campionamento e mantenimento sul TPS7A02. (Fonte: misurazioni interne del silicio TI su TPS7A02).

Affrontare i problemi relativi alle dimensioni del die e dell’area

Uno dei blocchi più grandi nei regolatori a bassissimo consumo e il riferimento di corrente, responsabile di flussi da 1 a 10 nA. L’area di generazione della polarizzazione di corrente all’interno del blocco di riferimento corrente è caratterizzata dalla presenza di resistori. Applicando tensioni più basse potremo utilizzare resistor di valore inferiore. Una tecnica genera circuiti ∆Vgst/R o ∆Vbe/R quando si crea una corrente di riferimento. La Figura 15 mostra un’implementazione intelligente di una corrente di polarizzazione a coefficiente di temperatura quasi zero, creando correnti di polarizzazione di temperatura a coefficiente positivo e negativo con una piccola polarizzazione di tensione tra i resistori R1 e Rbias.

Queste tecniche portano ad una riduzione dell’area e consentono di ridurre le dimensioni complessive del die.

Il FOM che deriva dalla moltiplicazione tra I_Q l’area del package più piccolo è il modo migliore per confrontare l’efficienza di tali tecniche. Il dispositivo TPS7A02 è stato rilasciato in un package DQN (Dual-flat-noleads) da 1 mm per 1 mm nel 2019, mentre la sua controparte wafer chip-scale package (WCSP) è stata rilasciata nel 2021. Questo LDO vanta uno dei FOM con il più basso I_Q x area che risulta essere inferiore a 10 nA/mmq. La Figura 16 mostra un confronto fianco a fianco del tipico condensatore 0402 rispetto al pacchetto DQN e WCSP offerto per il TPS7A02.

Figura 15. Schema elettrico del riferimento di corrente da 1-nA con area ridotta.

Figura 16. Confronto delle dimensioni affiancate di TPS7A02 in un package DQN, del condensatore 0402 e del package WCSP.

Quando si applicano tecniche di riduzione dell’area simili ai supervisori della tensione di alimentazione, la sfida principale sarà come rilevare tensioni >10 V e raggiungere comunque livelli di I_Q <0,5 µA. Il rilevamento capacitivo della tensione monitorata, combinato con le tecniche di campionamento e mantenimento, può ridurre l’area del die e migliorare il tempo di risposta. Il supervisore ad alta tensione di ingresso TPS3840 nanopower ha un I_Q <350 nA, e un ritardo di propagazione del ripristino di appena 15 μs monitorando direttamente i rail da 10 V. Uno dei modi più convincenti per salvare l’area della scheda è integrare più funzioni su un singolo die. Questa integrazione consente a blocchi come il supervisore, il sistema di riferimento, l’LDO, il caricabatteria e il convertitore DC/DC di condividere elementi costitutivi comuni riducendo al contempo il valore complessivo I_Q. La Figura 17 mostra la capacità del BQ25125, un circuito integrato per la gestione della carica della batteria, di integrare e controllare in modo flessibile più funzioni a basso I_Q con I2C, il che gli offre un vantaggio fondamentale per portare un intero sistema di gestione dell’energia alle applicazioni di metering, indossabili e automotive.

Figura 17. Diagramma a livello di sistema di un sistema di carica a bassissimo I_Q.

Affrontare i problemi delle perdite e del funzionamento sottosoglia

Le tecnologie di processo per sistemi di alimentazione di TI presentano componenti di progettazione a basso consumo ottimizzati. Resistori e condensatori ad alta densità combinati con nuove tecniche consentono una riduzione sia dell’I_Q che dell’area del die. I FET di potenza e la logica digitale forniscono transistor con basse perdite in grado di operare con velocità elevate. Inoltre, la modellazione accurata del funzionamento sottosoglia a livelli VGS-VT inferiori, come mostrato nella Figura 18, consente un funzionamento affidabile fino al livello dei picoampere.

Figura 18. Mancata corrispondenza percentuale Sigma IDS rispetto a VGS-VT.

1 VIN = 2,0 V per VOUT ≤ 1,5 V.
2 La regolazione del carico è normalizzata alla tensione di uscita a IOUT = 1 mA.
3 Specificato dal progetto

 Tabella 1. Variazione di IGND e ISHDN nella scheda tecnica TPS7A02.

Le variazioni nell’accuratezza di I_Q-GND, ISHDN e VOUT sono tutti indicatori della producibilità dei componenti di una tecnologia di processo. La tabella 1, dal data-sheet TPS7A02, elenca che IGND a vuoto varia da 25 nA a 60 nA in un intervallo di temperatura da -40°C a 85°C. Questa variazione attraverso la temperatura è rappresentativa del disadattamento dello corrente riflessa e del controllo della generazione IBIAS. L’ISHDN, che varia da 3 nA a 10 nA a temperatura ambiente, è un buon indicatore del FET di potenza e del controllo della dispersione logica digitale. La precisione VOUT è <1,5% sopra la temperatura, che è un buon indicatore del controllo del disadattamento sottosoglia.

Come evitare potenziali insidie ​​del sistema in progetti a basso I_Q

La perdita nei condensatori esterni è fonte di preoccupazione. Le perdine nei condensatori di ingresso e in quelli di uscita di qualsiasi regolatore si aggiungono al valore di I_Q. Un modo eccellente per valutare la dispersione dei condensatori esterni è descritto nella Figura 19, dove viene misurata la caduta di tensione sul condensatore rispetto al tempo per diverse specifiche di resistenza di isolamento del condensatore (Rp). È una buona idea misurare la perdita sui condensatori indipendentemente da ciò che dice la scheda tecnica. Caricare un condensatore a una tensione nota e monitorare l’abbassamento nel tempo è un modo eccellente per quantificare e confrontare diverse opzioni di condensatore. Il condensatore con la maggiore resistenza di isolamento mostrerà il minor abbassamento nel tempo.

Figura 19. Caduta di tensione rispetto al tempo per diverse resistenze di isolamento.

Oltre alle perdite di condensatori, l’impedenza di ingresso di un voltmetro può svolgere un ruolo significativo nelle impostazioni di misurazione a basso I_Q e portare a risultati errati. Posto all’ingresso o all’uscita del regolatore di potenza, un tipico voltmetro con impedenza di 10 MΩ fornisce 500 nA nel caso di una tensione di alimentazione o uscita di 5 V. Questa perdita esterna è 20 volte superiore al valore dell’I_Q che nell’LDO TPS7A02 è di 25 nA. È possibile evitare errori di misura con il corretto posizionamento dei voltmetri e dei misuratori di corrente. La Figura 20 mostra l’impatto sull’efficienza con diverse configurazioni di test, che diventano piuttosto significative con un carico di 0,1 mA. Suggerimenti sulle migliori opzioni per evitare problemi di configurazione per le misurazioni del I_Q ultra-basso, sono presenti nell’articolo dell’Analog Design Journal, “Misurare accuratamente l’efficienza dei dispositivi con I_Q ultra-basso“.

Figura 20. Risultati di misurazione dell’efficienza a seconda della configurazione.

Raggiungere un I_Q basso, ma non perdere la flessibilità

La flessibilità è la chiave nella progettazione di un’applicazione a basso consumo. Uno di questi esempi è la modifica del valore della tensione di uscita. Il modo tradizionale consiste nell’utilizzare un divisore di feedback esterno regolabile, anche se ciò causerà non solo una maggiore imprecisione ma anche un I_Q più elevato. I moderni convertitori di potenza a bassissimo consumo utilizzano interfacce R2D (Figura 21), che consentono l’impostazione digitalizzata delle tensioni di uscita senza consumare ulteriore corrente, poiché la funzione si spegne dopo l’avvio del dispositivo.

Figura 21. Interfaccia R2D.

Riduzione del numero di componenti esterni per abbassare il valore I_Q nelle applicazioni automobilistiche

Negli ambienti automobilistici difficili, i resistori esterni influiscono sul valore di I_Q a livello di sistema. Dati i requisiti per prevenire le perdite, i resistori sono generalmente limitati a meno di 100 kΩ. Ciò non deve fare abbandonare le ambizioni di basso IQ e ISHDN. Un divisore di feedback esterno che monitora i 12 V si tradurrà in un I_Q  >100 µA. È possibile utilizzare un divisore di feedback interno con una resistenza maggiore per ridurre la corrente del divisore, ma a costo di perdere la programmabilità. Il controller boost VIN wide LM5123-Q1 raggiunge un I_Q inferiore sostituendo il classico resistore di feedback esterno e il riferimento interno a bassa tensione, consentendo così resistori economici di basso valore. Con questo posizionamento innovativo del riferimento di tensione e del resistore di retroazione, l’I_Q da 300 µA nell’esempio precedente diminuisce di un fattore 20 (vedi figura 22).

Figura 22. Programmazione flessibile in un ambiente automobilistico con un basso I_Q.

Simile all’LM5123-Q1, il convertitore buck LMR43610/20 36 V, 1 A/2 A utilizza un nuovo approccio per ridurre al minimo il il valore di I_Q integrando la rete di feedback. L’LMR43610/20 – LMR43610/20 esegue un controllo dell’impedenza all’avvio sul pin VOUT/FB, che rileva la presenza di una rete di feedback esterna che i tecnici possono utilizzare per sfruttare la funzione di tensione di uscita regolabile. Se non vengono rilevati resistori di feedback esterni, il dispositivo utilizzerà automaticamente la rete di feedback integrata che imposta una tensione di uscita fissa di 3,3 V o 5 V. Ciò riduce al minimo le perdite attraverso la rete di feedback e riduce il valore  I_Q.

Molti dispositivi di alimentazione in modalità switch come l’LMR43610/20 utilizzano un LDO interno per fornire alimentazione ai circuiti interni per l’IC. Le applicazioni a bassa tensione in genere forniscono questo LDO interno, direttamente dalla tensione di ingresso. Tuttavia, questo metodo di alimentazione dell’LDO interno rappresenta una sfida nei progetti che operano con un’ampia tensione di ingresso poiché la perdita di potenza dall’LDO è direttamente proporzionale alla tensione di ingresso.


Per risolverlo, invece di prelevare energia dall’ingresso, l’LMR43610/20 sfrutta la stessa tensione dal pin VOUT/FB per alimentare l’LDO interno, che quindi polarizza tutti i circuiti interni al fine di ridurre al minimo l’IQ_VIN totale. Ciò riduce la corrente LDO interna di un fattore VOUT / (VIN * η1). Queste caratteristiche, insieme ai metodi discussi in questo documento, consentono all’LMR43610/20 di avere il I_Q migliore della categoria <3 μA (max.) a 150°C TJ e un’efficienza di carico leggero di quasi il 90% a 1 mA per conversioni nominali 12-VIN, 3,3-VOUT, 2,2-MHz.

Figura 23. Efficienza in funzione della corrente di uscita: VOUT = 3,3 V (fisso), 2,2 MHz

Attivare funzionalità che supportano un I_Q basso a livello di sistema

I miglioramenti a livello di dispositivo possono semplificare i progetti a livello di sistema. Uno di questi esempi è la funzione di abilitazione intelligente che si trova nel TPS22916, un interruttore da 60 mΩ con perdite di 10 nA. Oltre alle bassissime perdite e alle prestazioni I_Q, questo dispositivo offre anche un modo intelligente per accendere l’interruttore. Di solito è presente un pulldown interno sul pin ON per garantire che l’interruttore di alimentazione non si accenda accidentalmente nel caso in cui il microcontrollore che pilota l’interruttore vada in uno stato di alta impedenza. Questi resistori pullup e pulldown sfortunatamente hanno un impatto negativo sull’I_Q a livello di sistema. Come mostrato nella Figura 24, il TPS22916, come molti prodotti nano-I_Q, dispone di un circuito di attivazione o abilitazione intelligente che apre il percorso di pulldown dopo l’avvio graduale, eliminando il precedente I_Q sempre attivo e garantendo comunque uno stato di bassa impedenza quando il dispositivo è spento.

Figura 24. Interruttore di controllo smart che garantisce una bassa impedenza sul pin ON quando il dispositivo è spento.

Conclusione

La necessità di ottenere correnti a riposo sempre più basse è evidente. La necessità di ottenere un’elevata efficienza in condizioni di carico nullo o leggero richiede soluzioni che garantiscano un’uscita precisa e che mantengono la corrente entro valore bassissimi. Con il portafoglio di tecnologie e prodotti a bassissimo I_Q di TI, è possibile massimizzare la durata della batteria e consentire un basso consumo energetico in qualsiasi progetto.

I principali vantaggi delle tecnologie TI per un I_Q basso includono:

• Bassa potenza sempre attiva: lunga autonomia della batteria, grazie a tecnologie di processo a bassissima dispersione e nuove topologie di controllo.
• Tempi di risposta rapidi: comparatori con veloce wake-up e retroazione a I_Q-zero consentono risposte dinamiche rapide senza compromettere il basso consumo energetico.
• Fattori di forma ridotti: le tecniche di riduzione dell’area per resistori e condensatori facilitano l’integrazione in applicazioni con vincoli di spazio, senza influire sul consumo a riposo.

Al link ti.com/lowiq sono disponibili ulteriori informazioni su come i prodotti Texas Instruments possono prolungare la durata della batteria in tutte le condizioni, dallo stoccaggio in magazzino all’utilizzo continuativo.

Categorie chiave di prodotti TI per un basso IQ:

• Battery charger ICs
• Buck-boost & inverting regulators
• Linear regulators (LDO)
• Power switches
• Series voltage references
• Shunt voltage references
• Step-down (buck) regulators
• Step-up (boost) regulators
• Supervisors & reset ICs

Note sugli autori: Keith Kunz è Distinguished Member Technical Staff Design Engineer & Technologist, Linear Power; Stefan Reithmaier è Distinguished Member Technical Staff
Analog Design Manager, Boost & Multi Channel/Phase DCDC.

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